Создание схемотехнической модели радиоприемной системы

• Реферат
• Введение
• 1. Анализ технического задания
• 2. Выбор структурной схемы радиоприемника и предъявление требований к ее элементам
• 2.1 Обоснование выбора структурной схемы приёмника
• 2.2 Разбивка общего диапазона рабочих частот на поддиапазоны
• 2.3 Предварительный расчет полосы пропускания приемника
• 2.4 Оценка целесообразности применения АПЧ
• 2.5 Обеспечение заданной чувствительности приёмника
• 2.6 Выбор средств обеспечения избирательности приёмника
• 2.6.1 Выбор средств обеспечения избирательности по зеркальному каналу и каналу прямого прохождения
• 2.6.2 Определение избирательности по соседниму каналу
• 2.7 Выбор детектора
• 2.8 Расчёт требуемого усиления линейного тракта
• 2.9 Выбор низкочастотного тракта приемника и его параметров
• 2.10 Проверка осуществимости АРУ
• 2.11 Выбор характеристик узлов приёмника
• 2.12 Результаты расчета и формулировка требований к отдельным узлам приемника
• 3. Составление полной принципиальной схемы приемника и расчет отдельных ее узлов
• 3.1 Расчет входной цепи
• 3.2 Расчет усилителя радиочастоты
• 3.3 Расчет частотного детектора
• 4. Результаты моделирования отдельных узлов приёмника
• 4.1 Результаты моделирования входной цепи
• 4.2 Результаты моделирования усилителя радиочастоты
• 4.3 Результаты моделирования преселектора
• 5. Выбор и обоснование устройства защиты информации
• 5.1 Основные методы и типы систем закрытия речевых сообщений

5.2 Аналоговое скремблирование в радиосвязи

5.3 Классификация аналоговых скремблеров

5.4 Основные характеристики аналоговых скремблеров

5.5 Аналоговые скремблеры с частотным преобразованием сигнала

5.6 Аналоговые скремблеры с временным преобразованием сигнала

5.7 Роллинговые скремблеры

5.8 Сравнение различных типов скремблеров

5.9 Практические вопросы применения скремблеров

5.10 Выбор скремблера

6. Конструкторская разработка узлов приёмника

• 7. Безопасность и экологичность проекта
• 7.1 Системный анализ надежности и работоспособности радиоприемного устройства профессиональной связи УКВ диапазона
• 7.2 Меры по повышению надежности и работоспособности радиоприемного устройства

7.3 Пожарная безопасность при разработке и эксплуатации радиоприемного устройства

7.4 Защита окружающей природной среды при изготовлении и утилизации проекта

• 8. Технико-экономическое обоснование проекта
• 8.1 Обоснование экономической целесообразности разработки
• 8.2 Выбор аналога
• 8.3 Расчет затрат на техническую подготовку производства

8.4 Расчет себестоимости и цены изделия

8.4.1 Себестоимость

8.4.2 Цена изделия

8.5 Расчет экономического эффекта

8.6 Расчет точки безубыточности

• Заключение
• Список используемых источников
• Приложение А
• Приложение Б
• Приложение В
• Приложение Г
• Приложение Д
• Приложение Е

РЕФЕРАТ

Системы связи, радиоприемное устройство, приемник УКВ диапазона, линия связи.

Объектом проектирования является радиоприемное устройство профессиональной связи УКВ диапазона.

Предмет проектирования — разработка радиоприемного устройства профессиональной связи УКВ диапазона.

Целью данного проектирования является создание схемотехнической модели радиоприемной системы, сочетающей в себе все аспекты направлений развития современной бытовой радиоэлектронной аппаратуры.

В ходе проектирования получены следующие результаты. Рассмотрены последние тенденции в развитии современной радиоэлектронной аппаратуры. Проведен анализ возможности применения интегральных микросхем для упрощения схемы устройства. На основе этого выбрана структурная схема устройства, отвечающая данным параметрам, а так же выбраны наиболее подходящие компоненты, при использовании которых схема устройства будет отвечать предъявленным требованиям, а количество компонентов — минимальным. Выполнен эскизный расчет некоторых узлов приёмника, проведено схемотехническое моделирование рассчитанных узлов. Разработана схемотехническая модель радиоприемного устройства, отвечающая требованиям предъявленным в техническом задании. В работе произведен выбор существующего устройства для сравнения по экономическим параметрам, а также предъявлены требования к технике безопасности и экологичности проекта.

Приемники профессиональной связи нашли свое применение среди многообразия современной техники. В течение многих лет существенно изменяются и продолжают изменяться устройства связи. Уменьшаются габариты, повышается надёжность, улучшаются технические характеристики, вводятся электронные системы управления. Конечно же, во многом этот процесс связан и с переходом от дискретных элементов к интегральным схемам, и с внедрением достижений микроэлектроники.

Объектом дипломного проектирования является приёмник профессиональной связи УКВ диапазона.

Целью данного проектирования является создание схемотехнической модели радиоприемной системы, сочетающей в себе все аспекты направлений развития современной радиоэлектронной аппаратуры.

В задачи проектирования радиоприёмника входит: выбор и обоснование структурной схемы; составление полной принципиальной схемы; расчет отдельных узлов; моделирование этих узлов на ЭВМ, с последующим сравнением полученных характеристик с расчётными; выбор и обоснование устройства защиты информации.

На защите будет представлен проект радиоприемного устройства, работающего в УКВ диапазоне, с закрытым каналом связи. В качестве результатов проектирования, на защиту будет вынесено моделирование на ЭВМ узлов приёмника. В результате чего мы сможем оценить степень соответствия полученных результатов проектирования требованиям ТЗ и степень совпадения теоретических (расчетных) результатов с результатами экспериментальных исследований.

1. АНАЛИЗ ТЕХНИЧЕСКОГО ЗАДАНИЯ

В соответствии с требованиями технического задания необходимо разработать переносной приемник профессиональной связи, осуществляющий прием сигналов, модулированных по частоте, в УКВ диапазоне 56.5−58 МГц. Подобное проектируемое устройство строится, как правило, по супергетеродинной схеме.

В соответствии с техническим заданием чувствительность приемника равна 10 мкВ, избирательность по зеркальному каналу — 50 дБ, каналу прямого прохождения промежуточной частоты — 50 дБ и по соседнему каналу — 50 дБ. Так как приемник по техническому заданию переносной, то повышаются требования к качеству работы и наиболее рационально использовать интегральные микросхемы и малогабаритные пьезокерамические или электромеханические фильтры.

В то же время разрабатываемый приемник должен быть достаточно дешевым, конструктивно иметь небольшой вес, габариты, высокую надежность, учитывать особенности питающего напряжения (от сети переменного тока или от батареи питания), устойчиво работать в заданном диапазоне температур.

Каскады супергетеродинного приемника, настроенные на промежуточную частоту, называют трактом промежуточной частоты. В супергетеродинном приемнике ВЦ и УРЧ должны обеспечивать меньше усиление и избирательность, чем в приемники прямого усиления, что значительно упрощает их конструкцию. Уже в диапазонах гектометровых волн транзисторные и ламповые супергетеродинные приемники требуют меньше электронных приборов, чем приемники прямого усиления. Поэтому более 90 — 95% современных приемников строят по супергетеродинной схеме.

В более совершенной схеме супергетеродинного приемника с помощью дополнительного местного гетеродина в преобразователе происходит смещение спектра сигнала в диапазон новых, промежуточных частот. Это преобразование должно быть линейным. При этом условии результат детектирования усиленного в УПЧ сигнала будет таким же, как и результат детектирования напряжения с выхода усилителя высокой частоты в приемнике прямого усиления. Супергетеродин обладает высокой чувствительностью и селективностью, поскольку усиление осуществляется еще и на промежуточной частоте. В соответствии с вышесказанным, оправдано проектирование приемника по супергетеродинной схеме, как наиболее оптимальное.

2. ВЫБОР СТРУКТУРНОЙ СХЕМЫ РАДИОПРИЕМНИКА И ПРЕДЪЯВЛЕНИЕ ТРЕБОВАНИЙ К ЕЕ ЭЛЕМЕНТАМ

2.1 Обоснование выбора структурной схемы приёмника

Из анализа технического задания следует, что приёмник рациональнее всего будет построить по супергетеродинной схеме. Все супергетеродинные приёмники состоят из трёх основных частей: линейного тракта, демодулятора и устройства регулировок (управления). Линейный тракт одинаков для типовых приёмников. Он состоит из входной цепи (ВЦ), усилителя радиочастоты (УРЧ), смесителя (См) и гетеродина (Г) преобразователя частоты, а также усилителя промежуточной частоты (УПЧ).

В супергетеродинном приемнике несущая частота принимаемого сигнала с помощью преобразователя частоты (ПЧ) преобразуется (обычно понижается) без изменения закона модуляции. Полученный таким образом сигнал усиливается усилителем промежуточной частоты (УПЧ) и подводится к детектору (Д). Сравнительно простыми техническими средствами промежуточную частоту супергетеродинного приемника можно сделать одинаковой (постоянной) для принимаемых сигналов в достаточно широком диапазоне рабочих частот. Благодаря этому в каскаде УПЧ оказывается возможным применять сложные избирательные системы, обеспечивающие гораздо лучшую избирательность, чем одиночные контура. Кроме того, подбирая (снижая) промежуточную частоту, можно достаточно хорошо согласовать полосу пропускания тракта УПЧ с шириной спектра принимаемого сигнала.

Определимся с количеством преобразований частоты. Два преобразования улучшит избирательность по зеркальному каналу приема, но нельзя забывать, что это неизбежно приведёт к усложнению схемы приёмника. Более того, появятся дополнительные каналы приёма на второй промежуточной частоте, поэтому целесообразно применить одно преобразование частоты. Структурная схема супергетеродинного приемника с одинарным преобразованием частоты приведена на рисунке 2.1.

Рисунок 2.1 — Структурная схема супергетеродинного приёмника с одинарным преобразованием частоты Исходя из режима работы приёмника: F3Е — телефония при частотной модуляции с приёмом на слух, делаем вывод, что после усилителя промежуточной частоты необходим частотный детектор с усилителем звуковой частоты. Основываясь на всём выше изложенном, составим примерную функциональную схему разрабатываемого приёмника рисунок 2.2.

Рисунок 2.2 — Функциональная схема приёмника Исходя из функциональной схемы, приемник работает следующим образом: принятый антенной сигнал селектируется входной цепью (ВЦ) усиливается в усилителе радиочастоты (УРЧ), помимо этого во ВЦ и УРЧ обеспечивается избирательность по зеркальному каналу, комбинационным каналам и каналу прямого прохождения. Далее в смесителе (См) происходит перенос сигнала на промежуточную частоту (выделяется промежуточная частота). Сигнал на промежуточной частоте фильтруется селективной системой усилителя промежуточной частоты (УПЧ) (эта цепь отвечает за избирательность по соседнему каналу). После сигнал поступает на детектор, где происходит его детектирование, усиливается в усилителе звуковой частоты и передаётся в нагрузку (громкоговоритель).

Согласно требованиям изложенным в Государственных стандартах (ГОСТ 5651−82 Устройства радиоприёмные бытовые и ГОСТ 176 92−80 Приёмники радиовещательные автомобильные, общие технические условия), стационарные и переносные приёмники подразделяются на четыре группы сложности (0 — высшая, 1,2,3), автомобильные приёмники — на три группы (1,2,3). Рассмотрение требований ТЗ к основным параметрам приёмника (нестабильности частоты, чувствительности, избирательности и динамическому диапазону) показывает, что проектируемый приёмник можно отнести к приёмникам 2-го класса.

2.2 Разбивка общего диапазона рабочих частот на поддиапазоны Разбивка на поддиапазоны должна обеспечить допустимую погрешность установки частоты и возможность реализации коэффициентов перекрытия поддиапазонов К_пд с помощью реальных средств перестройки приемника (варикапов, конденсаторов переменной емкости и т. д.).

Выбор допустимых значений коэффициентов перекрытия осуществляется в соответствии с данными таблицы 2.1.

Порядок разбивки следующий:

— из таблицы 1 согласно диапазону рабочих частот приемника и классу его сложности выбираем ориентировочный коэффициент перекрытия первого поддиапазона К_пд.0=1,4 (он будет максимальным по сравнению с коэффициентами перекрытия других поддиапазонов) и рассчитываем диапазон его частот? f_пд.0:

Таблица 2.1

Допустимые значения коэффициента перекрытия

?f_пд.0 = (К_пд.0 — 1) f_c.min (2.1)

— рассчитываем необходимое число поддиапазонов n_пд и округляем его до ближайшего большего целого:

n_пд (f_c.max — f_c.min) / ?f_пд.0 (2.2)

Следовательно, разбивку на поддиапазоны делать не надо.

Значение коэффициента перекрытия поддиапазона позволяет выбрать способ перестройки преселектора (таблица 2.2).

Для перестройки контуров преселектора выбираем варикапы, поскольку они обеспечивают коэффициент перекрытия 1,3…1,5. Применение варикапов позволяет легко осуществить дистанционное управление перестройкой приёмника, снизить его вес, габариты и стоимость в целом.

Таблица 2.2

Выбор способа перестройки преселектора

2.3 Предварительный расчет полосы пропускания приемника

Ширина полосы пропускания линейного тракта П определяется реальной шириной спектра радиочастот принимаемого сигнала П_С, доплеровским смещением частоты сигнала?? f_Д и запасом полосы П_НС, зависящим от нестабильности частот принимаемого сигнала и гетеродина приемника, погрешностей в настройке отдельных контуров и всего приемника по формуле:

. (2.3)

Величина П_НС определяется из выражения:

(2.4)

где _Сf_С и _Гf_Г — нестабильности частот сигнала f_С и гетеродина f_Г соответственно;

_Нf_Н — относительная погрешность настройки приёмника;

_ПРf_ПР — относительная погрешность и нестабильность частоты настройки контуров тракта ПЧ f_пр.

По таблице 1.1 из определяем абсолютную нестабильность частоты сигнала _Сf_С. Для этого полагаем, что передатчик имеет кварцевую стабилизацию частоты и относительную нестабильность по частоте 10^-6, тогда абсолютная нестабильность будет равна

.

Полагаем, что гетеродин приёмника будет строится на основе цифрового частотного синтезатора с ФАПЧ. Выберем значение относительной нестабильности гетеродина равное 10^-5. Частота гетеродина при f_пр = 10,7 МГц равна:

f_Г= f_cmax + f_пр, (2.5)

Тогда подставляя (2.5) в выражение определяющее нестабильность частоты гетеродина получим:

_.

Выбираем максимальную частоту f_cmax, намеренно завышая погрешность настройки. Погрешность настройки тракта промежуточной частоты полагаем равной нулю. Так как у нас в качестве гетеродина используется синтезатор частоты, то настройка на частоту осуществляется дискретно с заданным шагом. Примем шаг настройки частоты синтезатора равным 1кГц. Учтём этот шаг в погрешности настройки, то есть добавим 1кГц. к результирующей полосе пропускания приёмника.

Тогда из формулы (2.4) получим:

.

Определим индекс модуляции:

(2.6)

где ?f_{m max} — максимальная девиация частоты.

Тогда из (2.6) получаем:

.

При ?_М<4 ширина спектра радиочастот принимаемого сигнала определяется по формуле:

_, (2.7)

.

Определим результирующую ширину полосы пропускания ЛТП по формуле (2.3). Примем, что? f_д=0:

.

• 2.4 Оценка целесообразности применения АПЧ

Системы АПЧ гетеродина приемника применяют чаще всего для уменьшения отклонений промежуточной частоты от номинального значения, обусловленных нестабильностью частот передатчика и (или) гетеродина, когда полоса пропускания приемника, выбранная с учетом этих нестабильностей, значительно шире оптимальной (выбранной исходя из требуемой чувствительности приемника и допустимого уровня искажений принимаемого сигнала). У нас в качестве гетеродина будет использоваться синтезатор частоты с ФАПЧ, реализованный на микросхеме КФ1015ПЛ2 и работающий в диапазонах KB, УКВ и СВЧ [см. приложение А].

2.5 Обеспечение заданной чувствительности приемника Выбор типа и схемы преселектора определяется в первую очередь допустимым коэффициентом шума приёмника N_Д .

В диапазоне УКВ реальная чувствительность практически не зависит от внешних помех и обусловлена внутренними шумами. В диапазонах метровых и более коротких волн для достижения требуемой чувствительности с входа внешней антенны Е_АО, коэффициент шума приёмника не должен превышать значения N_Д. Т. к. коэффициент шума приёмника растёт с увеличением частоты, вычислять его следует на максимальной частоте сигнала, если реальная чувствительность задана в виде величины ЭДС Е_А сигнала в антенне:

(2.8)

где П_Ш — шумовая полоса тракта (П_Ш?1,1П);

— постоянная Больцмана (Дж/град);

— стандартная температура приемника ();

— минимально допустимое отношение эффективных напряжений сигнал/помеха на входе приемника;

h_Д — действующая высота приёмной антенны;

R_А — внутреннее сопротивление приёмной антенны;

Е_П — напряжённость поля внешних помех.

Параметры антенны h_Д и R_А выбираются из таблицы 2.3[4].

Таблица 2.3

Типовые характеристики антенн в зависимости от их вида

* Примечание: l — длина антенны.

Так как наш приёмник работает в диапазоне УКВ, то выберем h_Д=0,5 м. и R_А=30 Ом.

Напряженность поля внешних помех Е_П определяется из графика на рисунке 2.2[4].

Исходя из данного графика имеем Е_П = 8 мкВ/м.

Рисунок 2.3 — Зависимость напряженности поля от частоты Отношение сигнал/помеха вычислим по следующей формуле [4]:

(2.9)

где = 26 дБ (20 раз) — минимально допустимое отношение сигнал/помеха на выходе приёмника при ЧМ;

k_п = - пик-фактор модулирующего сообщения;

П_вых = 1,1 F_в = 1,1•3,4 = 3,74 кГц — полоса пропускания УНЧ.

Формула (2.9) справедлива для _вх 10 дБ (3,16 раза). Если получаем _вх < 3,16 раза, то принимаем _вх = 3,16.

Тогда:

(раз),

Следовательно из (2.8) допустимый коэффициент шума приёмника равен:

Так как чувствительность меньше нуля, то это означает, что она ограничена только внешними помехами.

Для большей точности вычислим N_Д без учёта внешних помех, тогда в формуле (2.8) исключим из числителя второе слагаемое. Тогда получим, что N_Д:

Рассчитаем коэффициент шума приемника без учета внешних помех. Для этого ограничимся учетом шумов входной цепи, усилителя радиочастоты и смесителя, так как именно они определяют в основном коэффициент шума в приемнике.

Коэффициент шума определяется следующим соотношением [4]:

(2.10)

где — коэффициент шума входной цепи;

— коэффициент шума УРЧ;

— коэффициент шума смесителя;

— коэффициент передачи входной цепи;

— коэффициент передачи УРЧ.

Зададимся предварительными шумовыми параметрами каскадов приемника.

Пусть коэффициент передачи входной цепи равен 0,5. Тогда

(2.11)

Коэффициент шума УРЧ и смесителя определяется коэффициентом шума используемого элемента. Усилитель радиочастоты и смеситель реализованы на ИМС К174ПС1. Её коэффициент шума при нормальных условиях эксплуатации не превышает 8дБ, а коэффициент передачи по мощности не менее 20дБ. [см. приложение Б].

Таким образом, подставляя полученные значения в (2.10), получим:

Посчитанный нами коэффициент шума приёмника не превышает допустимого коэффициента шума, следовательно, требуемая чувствительность со входа внешней антенны реализуется.

Зная коэффициент шума Ш₀ определим чувствительность приёмника по формуле Найквиста:

(2.12)

где q — отношение сигнал/шум для ЧМ приемника;

П — полоса пропускания;

— постоянная Больцмана;

— температура.

Отношение сигнал/шум примем равным 26дБ (398 раз по мощности). Подставляя в (2.12) полученные значения, получим:

Для того чтобы максимальная мощность отдавалась в нагрузку, должно выполняться условие равенства внутреннего сопротивления антенны и сопротивления нагрузки .

Таким образом, формула для минимальной мощности принимаемого сигнала:

(2.13)

где — входное сопротивление [3];

— чувствительность приёмника.

Из (2.13) чувствительность равна:

что удовлетворяет требованиям, предъявленным в техническом задании.

2.6 Выбор средств обеспечения избирательности приёмника

2.6.1 Выбор средств обеспечения избирательности по зеркальному каналу и каналу прямого прохождения

В супергетеродинных приёмниках частотная избирательность определяется в основном ослаблением зеркального и соседнего каналов. В приёмнике с одинарным преобразованием частоты ослабление зеркального канала обеспечивает преселектор, ослабление соседнего канала — в основном УПЧ и частично преселектор. Резонансные характеристики преселектора и УПЧ должны быть такими, чтобы линейный тракт (преселектор и УПЧ с преобразователем частоты) обладал полосой пропускания не меньше заданной П.

Промежуточная частота должна лежать вне диапазона принимаемых частот. Из этих соображений выбираем стандартную промежуточную частоту для УКВ равную 10,7МГц.

В профессиональных приемниках применяется как суммарное (f_пр= f_г+f_с), так и разностное (f_пр= f_с-f_г) или (f_пр= f_г-f_с) преобразование сигнала, в том числе многократное. Остановимся на разностном преобразовании сигнала (f_пр= f_г-f_с) с верхней настройкой гетеродина для повышения стабильности его частоты.

Для выбора средств обеспечения избирательности по зеркальному каналу и каналу прямого прохождения воспользуемся методикой из [3, с. 18].

Выберем простейшую структуру преселектора и определим ее избирательность по зеркальному каналу. Избирательность необходимо определять на максимальной частоте диапазона, т. е. в худших условиях.

Вначале находим обобщенную расстройку зеркального канала:

(2.15)

где — промежуточная частота;

— частота сигнала ();

— эквивалентное затухание.

Эквивалентное затухание выберем из таблицы 2.4[3].

Таблица 2.4

Эквивалентное затухание контура

Возьмем, тогда обобщенная расстройка по зеркальному каналу из (2.15) будет равна:

(раз),

.

Затем восстанавливаем перпендикуляры к оси абсцисс рисунок 2.4[3,с.21, рис. 1.7] в точках с подсчитанными значениями и при пересечении с графиком 3 находим значение .

Рисунок 2.4 — Нормированные частотные характеристики преселекторов схем 1−6 для больших обобщенных расстроек У нас получилось =65 дБ, что соответствует требованиям ТЗ, значит, мы можем реализовать преселектор по простейшей схеме. Возьмем преселектор который содержит два одиночных колебательных контура (К), настроенных на одну частоту (один контур в ВЦ и один в УРЧ).

Рисунок 2.5 — Типовая структурная схема преселектора приёмника умеренно высоких частот Для выбранной схемы преселектора рассчитаем избирательность по каналу прямого прохождения, найдем обобщенную расстройку:

. (2.16)

Тогда из (2.16) получим:

(раз),

.

Избирательность по промежуточному каналу удовлетворяет условиям, поставленным в техническом задании.

2.6.2 Определение избирательности по соседнему каналу

Имеется два способа обеспечения избирательности по соседнему каналу: применение УПЧ с распределенной избирательностью и с сосредоточенной избирательностью. При втором способе избирательность обеспечивается фильтром сосредоточенной избирательности (ФСИ), а усиление — стоящими за ним слабо избирательными или апериодическими каскадами УПЧ. Использование ФСИ предпочтительнее, так как[3]:

— упрощается производство функциональных узлов приемника;

— становится возможным применение в качестве УПЧ микросхем;

— уменьшается влияние разброса параметров транзисторов и их нестабильности на амплитудно-частотную характеристику приемника;

— при том же количестве избирательных систем, возможно, реализовать приемник с большей избирательностью;

— повышается реальная избирательность приемника, так как снижаются нелинейные помехи перекрестной модуляции и взаимной модуляции.

Применение УПЧ с распределенной избирательностью может быть целесообразно в широкополосных приемниках, когда отсутствуют необходимые ФСИ или трудно получить необходимое усиление, используя апериодические каскады.

Для выбора средств обеспечения избирательности по соседнему каналу воспользуемся методикой из.

Опыт показывает, что построение качественных ФСИ возможно, если:

(2.17)

где — затухание резонаторов, составляющих фильтр. Смысл этого неравенства заключается в том, что для реализации фильтра с достаточной прямоугольностью и крутизной скатов характеристики необходимо реализовать полосу большую, чем полоса отдельного резонатора.

Выбираем =0,01 и проверяем выполнение неравенства (2.17):

П<

Неравенство не выполняется, поэтому фильтр на LC-элементах нецелесообразно применять.

Зная МГц; П=27,419 кГц, расстройку соседнего канала f_ЧМ=50 кГц и требуемую избирательность, выберем готовый пьезокерамический фильтр. Анализируя основные параметры пьезокерамических фильтров, находим, что нам подходит фильтр ФП2П4−627, который обеспечивает полосу пропускания 28 кГц и избирательность по соседнему каналу не менее 70 дБ. [см. приложение В].

2.7 Выбор детектора Детектор построен на базе микросхемы К174УР3[см. приложение Г], в состав которой входят рисунок (2.6): ограничитель амплитуды, частотный детектор и предварительный усилитель звуковой частоты. Сигнал с выхода фильтра промежуточной частоты поступает на вход частотного детектора на микросхеме К174УР3.

Рисунок 2.6 — Структурная схема ИМС К174УР3

Назначение выводов ИМС К174УР3 представлено на рисунке 2.7:

Рисунок 2.7 — Назначение выводов ИМС К174УР3

ИМС К174УР3 содержит усилитель-ограничитель промежуточной частоты А1, частотный детектор U1, предварительный усилитель звуковой частоты A2. Последний имеет электронный аттенюатор, позволяющий дистанционно регулировать уровень выходного сигнала.

Типовая схема включения детектора приведена на рисунке 2.8.

Работа ЧД основана на преобразовании частотно-модулированного колебания (ЧМК) в колебание с частотно-фазовой модуляцией (ЧФМК) и последующего фазового детектирования путем перемножения принятого и преобразованного колебаний. Роль преобразователя ЧМК в ЧФМК выполняет параллельный фазосдвигающий контур L2, C6 и два конденсатора малой емкости C5 и С7, обеспечивающие начальный фазовый сдвиг между и, равный. Контур настроен на промежуточную частоту f_ПЧ. Его ФЧХ вблизи резонансной частоты практически линейна.

Рисунок 2.8 — Типовая схема включения детектора ИМС К174УР3

2.8 Расчёт требуемого усиления линейного тракта

Необходимое усиление сигналов в линейном тракте следует обеспечить при достаточной устойчивости каскадов (возможно меньшем их числе). При выборе средств обеспечения чувствительности и избирательности приемника были определены: схема входной цепи; число каскадов преселектора; схема и число каскадов УПЧ, необходимых для обеспечения избирательности.

Найдем коэффициент усиления линейного тракта приемника К_ЛТ по формуле:

(2.18)

где — амплитуда сигнала на входе линейного тракта приемника;

— амплитуда сигнала на выходе линейного тракта приемника;

Формулу (2.18) можно преобразовать к выражению:

(2.19)

где Е_А — чувствительность приемника.

Для обеспечения линейного детектирования напряжение на входе диодного детектора должно составлять 0,5 В. В нашем случае, усилитель-ограничитель, синхронный демодулятор и предварительный усилитель НЧ присутствуют в одном корпусе микросхемы К174УР3. На входе микросхемы напряжение должно составлять =100 мкВ [см. приложение Г]

Из формулы (2.19) получим:

(раз),

Коэффициент передачи одноконтурной ВЦ:

(2.20)

где k_ПД — коэффициент перекрытия поддиапазона.

K_ПД=1,4. Таким образом, из формулы (2.20), коэффициент передачи одноконтурной входной цепи равен:

Распределим усиления линейного тракта приемника по каскадам:

Коэффициент передачи К_ВЦ = -2,5 дБ.

Минимальное значение входного напряжения ВЦ:

U_ВХ.МИН = =5мкВ; U_ВЫХ.ВЦ=3,75 мкВ;

К_УРЧ = 20 дБ; U_{ВЫХ.УРЧ}=37,5 мкВ;

К_см = 10 дБ; U_ВЫХ.СМ=118,5 мкВ;

К_ФПЧ = -10 дБ; U_{ВЫХ.ФПЧ}=37,4 мкВ;

К_УПЧ = 20 дБ; U_{ВЫХ.УПЧ}=374,5 мкВ.

Так как ИМС К174УР3 (на которой строится детектор) работает при входном напряжении от 100 мкВ, достаточно одного каскада УПЧ. При этом напряжение на входе ЧД составляет 374,5 мкВ.

2.9 Выбор низкочастотного тракта приемника и его параметров

Продетектированный сигнал звуковой частоты поступает на усилитель звуковой частоты, собранный на микросхеме К174УН4 [см. приложение Д], где сигнал усиливается до уровня Pвых=100мВт. Уровень усиления регулируется резистором, стоящим на входе УЗЧ. Усиленный сигнал поступает в громкоговоритель. Возьмем типовое значение сопротивления нагрузки для громкоговорителя равное 8Ом. Из характеристик ИМС К174УН4 номинальная выходная мощность равна 1Вт[1]. Тогда:

(2.21)

2.10 Проверка осуществимости АРУ

Нашей целью будет обеспечение динамического диапазона входного сигнала в 40 дБ (в 100 раз). Т. е. U_{вх min} = 5мкВ, а U_{вх max} = U_{вх min}* б = 500мкВ. Динамический диапазон детектора ЧМ-сигнала 300мВ/100мкВ = 3000 В, т. е. мы приходим к выводу о ненужности АРУ. При максимальном U_{вх max} = 500мкВ и заданному по ТЗ динамическому диапазону на вход детектора поступит не более 3,75 мВ, что не приведет к его перегрузке, т. е. в нашем случае требования ТЗ по АРУ выполняются и без ее реализации.

2.11 Выбор характеристик узлов приемника

Для выбранной схемы преселектора рассчитаем добротность и полосу пропускания для ВЦ и УРЧ. Из таблицы 2.5 выбираем значение добротностей контуров ВЦ и УРЧ Q_ВЦ = Q_УРЧ = 100.

Таблица 2.5

Примерные значения добротностей контуров

Рассчитаем полосу пропускания для ВЦ и УРЧ, исходя из того, что центральную частоту примем:

. (2.22)

Тогда полоса пропускания соответственно будет вычисляться по формуле:

. (2.23)

Подставляя в формулы (2.22) и (2.23) значения вычисляем:

Поскольку коэффициент перекрытия по диапазону К_ПД = 1,03 и диапазон сигнала отличается от полосы пропускания и, сделаем вывод, что перестройку будем делать в контуре входной цепи и усилителя сигнальной частоты.

Охарактеризуем также усилители промежуточных частот.

Для усилителя центральной частотой является. Добротность для этого контура выбираем из таблицы 2.5, учитывая необходимый диапазон частот: Q_УРЧ = 90. Тогда соответственно получаем полосу пропускания УПЧ:

.

2.12 Результаты расчета и формулировка требований к отдельным узлам приемника

В результате расчета структурной схемы проектируемого приёмника к отдельным узлам выдвинуты следующие требования:

Входная цепь

Однодиапазонная, перестраиваемая, работает в диапазоне частот 56,5−58 МГц.

Вид связи с антенной — трансформаторная

Эквивалентная добротность контура — 100

УРЧ

Перестраиваемый

Выполнен на микросхеме К174ПС1

Коэффициент шума — не более 8 дБ

Коэффициент передачи — не менее 20 дБ

Эквивалентная добротность контура — 100

Питание +9 В

Смеситель

Выполнен на ИМС К174ПС1.

Коэффициент передачи — не менее 10 дБ

Коэффициент шума — не более 8,5 дБ

Питание +9 В

Гетеродин

Для обеспечения заданной нестабильности частот гетеродина () целесообразно выполнить его на ИМС КФ1015ПЛ2. Микросхемы КФ1015ПЛ2 предназначены для построения современных цифровых синтезаторов частоты с системой ФАПЧ, работающих в диапазонах KB, УКВ и СВЧ. Так как приемник является перестраиваемым, и используется верхняя настройка частоты, то следует настроить гетеродин на частоту 68,7 МГц.

ФСС

Промежуточная частота f_ПР = 10,7 МГц

Полоса пропускания по уровню -3дБ — менее 28 кГц

Затухание в полосе пропускания — более 3 дБ

Избирательность при отстройке 50 кГц — не менее 50 дБ

УПЧ

Выполнен на К174ПС1

Коэффициент шума — не более 8 дБ

Коэффициент передачи — не менее 20 дБ

Эквивалентная добротность контура — 90

Питание +9 В

Детектор ЧМ сигнала

Выполнен на ИМС К174УР3

Коэффициент подавления паразитной амплитудной модуляции не хуже 40 дБ

Uвх.max = 300 мВ

Uвх.min =100 мкВ

Uвых.нч. =80 мВ

Питание +6 В

Усилитель звуковой частоты

Выполнен на ИМС К174УН4А

Р_ном=1Вт

R_ВХ=10кОм не менее

R_ВЫХ=8Ом

Питание +9 В

схемотехнический модель радиоприемный устройство

3. СОСТАВЛЕНИЕ ПОЛНОЙ ПРИНЦИПИАЛЬНОЙ СХЕМЫ ПРИЕМНИКА И РАСЧЕТ ОТДЕЛЬНЫХ ЕЕ УЗЛОВ

3.1 Расчет входной цепи

Преселектор — часть РПрУ, связывающая антенно-фидерную систему со входом первого каскада усилителя радиочастоты. Предназначен для выделения принимаемого сигнала из всей совокупности сигналов, поступающих в антенну и передачи энергии полезного сигнала ко входу первого каскада с наименьшими потерями и искажениями.

Расчет принципиальной схемы начнем с расчета преселектора. Приведем основные требования к входной цепи:

— обеспечение работы в диапазоне 56,5 — 58 МГц

— обеспечение заданной избирательности по зеркальному (у_зк = 50 дБ) и прямому (у_пр =50 дБ) каналам прохождения помехи.

— конструктивная добротность контура Q_к=180

— эквивалентная добротность контура Q_экв=100

— активное сопротивление антенны R_ант = 30 Ом

— входное сопротивление нагрузки входной цепи (УРЧ) R_вх.УРЧ = 1,5 кОм.

— входная ёмкость нагрузки С_вх.УРЧ = 10 пФ.

На рисунке 3.1 изображена принципиальная схема входной цепи.

Проведенный анализ функциональной схемы показывает, что входную цепь необходимо взять одноконтурной, перестраиваемой.

В проектируемом приёмнике используется настроенная антенна. В этом случае для стабилизации значения резонансного коэффициента передачи входной цепи в рабочем диапазоне частот целесообразно использовать трансформаторную связь входной цепи с антенной в режиме удлинения антенной цепи и автотрансформаторную связь с последующим каскадом (УРЧ). Перестройка входной цепи осуществляется с помощью двух варикапов в встречно-последовательном включении (для исключения возможности влияния мощных сигналов на параметры входной цепи).

Рисунок 3.1 — Принципиальная схема входной цепи Общая ёмкость контура входной цепи С_к определяется ёмкостью последовательно включенных варикапов C_вар, ёмкостью подстроечного конденсатора C1 и паразитной вносимой ёмкостью С_внос:

С_к = С_вар + С1 + С_внос. (3.1)

Вносимая в контур ёмкость С_внос может быть определена по формуле:

С_внос = m²C_ант + С_L + C_м + n²C_вх.УРЧ, (3.2)

где m — коэффициент связи входной цепи с антенной;

n — коэффициент связи входной цепи с УРЧ;

С_L — ёмкость контурной катушки индуктивности;

С_м — ёмкость монтажа.

При конструктивной добротности контура Q_к=180 для получения эквивалентной добротности Q_экв=100 необходимо применить малые значения коэффициентов связи входной цепи с антенной и нагрузкой. При ориентировочных значениях m=n=0,1 и типовых значениях C_L=2 пФ, С_м=3 пФ общая вносимая в контур ёмкость из формулы (3.2) составит:

C_внос = 2 + 3 + 0,110 =6 пФ.

Для точной подстройки контура на рабочий диапазон частот предназначен подстроечный конденсатор С1, ёмкость которого составляет 5…25 пФ (среднее значение ёмкости С1_ср=11 пФ).

Для рабочего диапазона частот типовое значение общей ёмкости контура составляет 50…70 пФ. Пусть на нижней рабочей частоте общая ёмкость контура будет равна C_к.макс=60 пФ. При этом максимальная ёмкость используемых варикапов должна составлять С_{вар.макс} = С_к.макс — С_внос — С1_ср, (3.3)

С_{вар.макс}= 60 — 6 — 11=43 пФ.

Так как в контуре используется встречно-последовательное включение варикапов, то ёмкость каждого из них должна быть в два раза больше рассчитанной: С_{вар.1.макс} = 2С_{вар.макс} = 86 пФ.

Требуемый коэффициент перекрытия рабочего диапазона частот, который должен быть обеспечен используемыми варикапам, равен

(3.4)

.

А минимальная ёмкость контура на верхней рабочей частоте:

С_к.мин = С_к.макс/, (3.5)

При этом минимальная общая ёмкость последовательно включенных варикапов должна быть равна С_{вар.мин} = С_к.мин — С_внос — С1_ср, (3.6)

С_{вар.мин}= 56,5 — 6 — 11 = 39,5 пФ.

Ёмкость каждого из варикапов в отдельности С_{вар.1.мин} = 2С_{вар.мин} = 79 пФ.

Таким образом, во входной цепи необходимо использовать варикапы, которые обеспечат коэффициент перекрытия по ёмкости К_с.вар= С_{вар.1.макс}/С_{вар.1.мин} = 86/79 1,1.

В проектируемом приёмнике для перестройки входной цепи будут использованы варикапы КВ142А со следующими параметрами:

— номинальная ёмкость (при U_{обр.ном}=1 В) С_{вар.ном}=230 пФ;

— добротность Q_вар300;

— коэффициент перекрытия по ёмкости К_с.вар= 23;

— максимальное обратное напряжение U_{обр.макс}= 30 В.

Использование варикапов КВ142А, которые имеют значительный запас по коэффициенту перекрытия по ёмкости, позволит использовать напряжение настройки до +12 В (напряжение питания приёмника) и отказаться от необходимости применения дополнительного стабилизированного источника более высокого постоянного напряжения.

Типовая зависимость ёмкости варикапа С_вар от обратного напряжения U_обр определяется формулой

(3.7)

Где n=,

С₀=С_{вар.ном}(?+U_{обр.ном})ⁿ,

? = 0,8 В для кремниевых варикапов.

Зависимость ёмкость варикапа КВ142А от обратного напряжения, рассчитанная по формуле (3.7), показана на рисунке 3.2.

Рисунок 3.2 — Зависимость ёмкости варикапа КВ142А от значеня обратного напряжения Из рисунка 3.2 графическим методом можно определить, что требуемое значение ёмкости каждого варикапа С_{вар.1.макс}=86 пФ будет обеспечено при обратном напряжении U_{обр.мин}3,7 В, а С_{вар.1.мин}=79 пФ — при U_{обр.макс}4,2 В. Таким образом, диапазон изменения напряжения настройки составит 3,7…4,2 В. и не превысит напряжения источника питания +12 В.

Индуктивность катушки L2 может быть найдена из формулы Томпсона:

(3.8)

Для обеспечения режима удлинения антенны резонансная частота антенной цепи f_ант должна быть меньше нижней частоты рабочего диапазона:

f_ант < (0,5…0.7)f_мин , (3.9)

f_ант 28,25…39,55 МГц.

Пусть f_ант=33,9 МГц, тогда индуктивность катушки связи должна быть равна

(3.10)

Коэффициент связи m между катушками L1 и L2 выбирается исходя из следующих четырех условий.

Во-первых, коэффициент связи должен обеспечивать расстройку контура антенной не более допустимой:

m m_?f , (3.11)

m m_?f .

Во-вторых, коэффициент связи не должен превышать половины своего значения при согласовании:

m_cогл =, (3.12)

где Q_ант— эквивалентная добротность антенной цепи с учетом удлиняющей катушки L1.

Q_ант, (3.13)

Q_ант.

Подставляя эквивалентную добротность антенной цепи в формулу (3.12), рассчитаем коэффициент связи при согласовании m_cогл:

m_cогл = 0,075,

В-третьих, коэффициент связи должен обеспечивать уменьшение добротности контура до уровня не ниже (1,1…1,3)Q_экв:

m, (3.14)

где G_ант=1/R_ант=1/30 33 мСм — активная проводимость антенны;

? — характеристическое сопротивление контура.

Ввиду небольшого коэффициента перекрытия диапазона К_f1,03 дальнейшие расчеты проводятся на средней частоте настройки контура. При этом общая емкость контура равна:

C_к=, (3.15)

C_к=пФ.

Характеристическое сопротивление контура составит:

(3.16)

Ом.

Таким образом, коэффициент связи не должен превышать по формуле (3.14):

m

В-четвертых, коэффициент связи не должен превышать максимального конструктивного значения: 0,25…0,3 для однослойных катушек на цилиндрическом каркасе, 0,35…0,5 для многослойных катушек, 0,8…0,9 при намотке витков катушки связи между витками контурной катушки.

Таким образом, для соблюдения всех вышеперечисленных требований коэффициент связи входной цепи с антенной в проектируемом приёмнике можно принять равным m=0,03.

Коэффициент связи входной цепи с нагрузкой (УРЧ) рассчитаем исходя из требуемого значения эквивалентной добротности контура и условия согласования контура с нагрузкой.

Проводимость ненагруженного контура

(3.17)

Требуемая проводимость нагруженного контура (при которой будет обеспечена эквивалентная добротность Q_экв=100) составляет:

(3.18)

Проводимость нагруженного контура определяется следующим выражением:

G_к.экв = G_к + m²G_ант+ n²G_вх.УРЧ, (3.19)

Где

G_вх.УРЧ=1/R_вх.УРЧ=1/1500 0,667 мСм

— входная проводимость следующего каскада (УРЧ).

Определим коэффициент связи с нагрузкой n, при котором будет получена требуемая эквивалентная добротность контура:

(3.20)

Определим коэффициент связи с нагрузкой n_согл, при котором обеспечивается согласование со следующим каскадом по входу (равенство вносимой входной проводимости следующего каскада n²G_вх.УРЧ и проводимости контура, нагруженного только выходной проводимостью УРЧ G_к + m²G_ант):

(3.21)

.

Так как n_согл>n_Q, то при выполнении условия согласования входной цепи с нагрузкой эквивалентная добротность контура будет ниже требуемой.

Коэффициент связи входной цепи с нагрузкой выбираем равным n=0,3 исходя из обеспечения требуемой эквивалентной добротности.

Таким образом, рассчитанная входная цепь обеспечивает перестройку в диапазоне 56,5…58 МГц с использованием варикапов КВ142А (напряжение настройки варикапов изменяется в пределах 3,7…4,2 В). При коэффициенте связи с антенной m=0,03 и коэффициенте связи с УРЧ n=0,3 эквивалентная добротность контура входной цепи составит 100.

3.2 Расчет усилителя радиочастоты

В проектируемом приемнике целесообразно построить УРЧ на базе ИМС К174ПС1. Схема УРЧ представлена на рисунке 3.3.

Проведем расчет элементов схемы и характеристик УРЧ.

Исходными данными являются:

— рабочий диапазон f_c.min…f_c.max=56,5.58 МГц;

— требуемая эквивалентная добротность контура Q_экв=100;

— собственная конструктивная добротность контура Q_к=180.

Рисунок 3.3 — Усилитель радиочастоты на базе ИМС К174ПС1

Определим по справочным данным К174ПС1 [см. приложение Б] ее основные характеристики в данном диапазоне частот (50 МГц) при Uи. пит=+9В:

— крутизна передаточной характеристики Y21=30 мСм;

— выходное сопротивление r_вых=140 кОм;

— выходная емкость С_вых=3 пФ;

— проходная емкость С_прох=0,02 пФ;

— входное сопротивление r_вх=0,5 кОм.

При использовании в качестве преобразователя частоты (который является нагрузкой рассчитываемого УРЧ) также ИМС К174ПС1 входные характеристики следующего каскада в этом же частотной диапазоне будут равны:

— входное сопротивление r_вх=0,5 кОм;

— входная емкость C_вх не более 20 пФ.

В данной схеме используется симметричное включение нагрузки DA1 (напряжение питания +12 В подается в среднюю точку катушки связи L1), что позволит получить больший коэффициент усиления по сравнению с типовой схемой включения. В схеме используется трансформаторная связь колебательного контура с выходом ИМС и автотрансформаторная связь с нагрузкой (преобразователем частоты). Контур состоит из катушки индуктивности L2, подстроечного конденсатора C3 двух варикапов VD1, VD2 (КВ142А) в встречно-последовательном включении. Напряжение настройки подается на варикапы через токоограничивающий резистор R2. Подстроечный резистор R1 служит для коррекции режима работы DA1 и для повышения крутизны передаточной характеристики. Конденсаторы С1, С2 — разделительные. В УРЧ отсутствует АРУ, поэтому вывод 13 DA1 необходимо подключить к общему проводу, а вывод 11 — оставить неподключенным, что обеспечит максимальный коэффициент передачи).

Выбранное схемное решение позволит использовать в УРЧ избирательную систему, аналогичную колебательному контуру ВЦ. Возможное незначительное различие частоты настройки контура из разного значение вносимых в контур паразитных ёмкостей может быть скомпенсировано за счет изменения ёмкости подстроечного конденсатора С3.

Резонансная система УРЧ аналогична колебательному контуру ВЦ: индуктивность катушки L2 cоставляет 0,133 мкГн, ёмкость подстроечного конденсатора С3 составляет 5…25 пФ (среднее значение 11 пФ), волновое сопротивление контура с=47,8 Ом, собственная добротность Q=180, проводимость потерь ненагруженного контура G_к0,116 мСм, требуемая эквивалентная проводимость потерь G_к.экв0,209 мСм. Изменение напряжения настройки варикапов в пределах 3,7…4,2 В обеспечивает перестройку в требуемом диапазоне частот 56,5…58 МГц.

Так как выходное сопротивление DA1 велико (270 кОм), то возможно использовать максимально достижимый коэффициент связи между L1 и L2. При использовании однослойной намотки коэффициент связи можно принять равным m=0,3.

Определим коэффициент связи с нагрузкой n, при котором будет получена требуемая эквивалентная добротность контура Q_экв=100:

(3.22)

0,37.

где g_вых=1/r_вых 0,0071 мСм — выходная проводимость ИМС К174ПС1;

g_вх.ПЧ=1/r_вх.ПЧ 0,667 мСм — входная проводимость нагрузки УРЧ (преобразователя частоты).

Определим коэффициент усиления УРЧ:

(или 24 дБ). (3.23)

Для ИМС К174ПС1 проходная емкость очень мала (С_прох=С₁₂0,02 пФ), поэтому достижимый коэффициент усиления в рабочем диапазоне частот К174ПС1 (до 200 МГц) всегда превышает устойчивый.

Емкости разделительных конденсаторов С1, С2, С4 составляют 0,1 мкФ, сопротивление подстроченного резистора R1 — 1 кОм, R2 — 300 кОм.

Таким образом, рассчитанный УРЧ обеспечивает усиление сигнала в 16 раз (на 24 дБ), перестройку в диапазоне 56,5…58 МГц с использованием варикапов КВ142А (напряжение настройки варикапов изменяется в пределах 3,7…4,2 В) и заданную эквивалентную добротность контура Q_экв=100.

3.3 Расчет частотного детектора

Исходными данными для расчета всех детекторов являются:

- значение промежуточной частоты f_ПЧ=10,7МГц;

— значения нижней (F_Н) и верхней (F_В) частот модуляции: F_B=3400Гц, F_H=100Гц;

— допустимые амплитудные искажения на нижних и верхних частотах модуляции M_Н = M_В = 1,15;

— входное сопротивление (R_ВХ УЗЧ=10кОм) и емкость (C_ВХ УЗЧ=25пФ) выбранной ИМС К174УР3[см. приложение Г].

Типовая структура ИМС, выполняющих функции ЧД, (К174УР1, К174УР3, К174ХА6 и др.) включает в себя несколько каскадов усилителя-ограничителя, аналоговый перемножитель и каскад УЗЧ. На рис. 3.4 приведена принципиальная схема частотного детектора на ИМС К174УР3.

Рисунок 3.4 — Принципиальная схема частотного детектора на ИМС К174УР3

Работа ЧД основана на преобразовании частотно-модулированного колебания (ЧМК) в колебание с частотно-фазовой модуляцией (ЧФМК) и последующего фазового детектирования путем перемножения принятого и преобразованного колебаний. Роль преобразователя ЧМК в ЧФМК выполняет параллельный фазосдвигающий контур L_КC₁ и два конденсатора малой емкости C, обеспечивающие начальный фазовый сдвиг между напряжением между выводами 5 и 3 и напряжением между 2 и 6, равный ???2. Контур настроен на промежуточную частоту f_ПЧ. Его ФЧХ вблизи резонансной частоты практически линейна. Для получения требуемой полосы пропускания контур зашунтирован резистором R_Ш.

Следует заметить, что функции фазосдвигающей цепи может выполнять и последовательный колебательный контур, образованный L_К и 2C, с частотой настройки:

(3.24)

В этом случае емкость C₁ составляет несколько пикофарад и включается только для стабилизации собственной емкости катушки L_К.

Основной задачей расчета ЧД является определение параметров элементов фазосдвигающей цепи. Ниже приведен расчет для параллельного колебательного контура.

Задаемся требуемым значением полосы пропускания эквивалентного контура

?F_КЭ = (2…3)•?F_С, (3.25)

где ?F_С ширина полосы пропускания линейного тракта, рассчитанная в пункте 2.3.

?F_КЭ = 3•27,419•10³=82,257•10³ Гц.

Учитывая, что при увеличении значения? F_КЭ снижаются нелинейные искажения сигнала, но одновременно происходит уменьшение крутизны детекторной характеристики. Определяем требуемое значение добротности эквивалентного контура:

(3.26)

Выбираем емкость конденсатора C₁. При f_ПЧ=10,7 МГц емкость конденсатора должна составлять 300…470 пФ. Возьмем С₁=350пФ. С учетом влияния емкости монтажа и входной емкости ИМС принимаем значение емкости контура C_К приблизительно на 10…15 пФ больше емкости конденсатора C₁. То есть