Микрополосковые фильтры и экспертная система для их синтеза

§ 1. Общая характеристика работы.

Актуальность темы

определяется следующим. Фильтры СВЧ относятся к частотно-селективным устройствам. Они являются одними из основных компонентов практически любой СВЧ аппаратуры. Прежде всего, это системы спутниковой связи, радиолокационная аппаратура, системы сотовой связи, телевидение. Фильтры СВЧ также находят применение в измерительной аппаратуре и системах диагностики и контроля. Не редко от фильтров зависят такие важнейшие параметры аппаратуры в целом как чувствительность, помехоустойчивость, габариты, вес.

Большое количество параметров, по которым фильтр должен удовлетворять, требует каждый раз заново его проектировать для конкретной аппаратуры. Поэтому при проектировании СВЧ фильтров широко используются пакеты программ систем автоматизированного проектирования (САПР). Их использование позволяет исключить или уменьшить объем работ по экспериментальной доработке конструкции фильтра, снизить затраты времени и труда.

Использование пакетов программ САПР требует от пользователей высокого уровня квалификации, а также овладения конкретным для данного пакета языком для написания файла-задания, содержащего описание конструкции и целевой функции для ее оптимизации. Поэтому является актуальным создание экспертной системы, которая, во-первых, не требовала бы от пользователя высокого уровня подготовки, а, во-вторых, сама бы могла создавать файл-задание.

Целью диссертационной работы является исследование полосно-пропускающих фильтров СВЧ различных конструкций на основе мик-рополосковых резонаторов, разработка принципов их построения, а также создание экспертной системы для синтеза таких фильтров.

Научная новизна работы состоит в следующем. Впервые систематически исследованы частоты и добротность спектра собственных колебаний нерегулярных микрополосковых резонаторов. Исследовано влияние различных связей микрополоскового резонатора на его резонансную частоту.

Систематически исследована зависимость коэффициентов емкостной и индуктивной связи двух микрополосковых линий от конструктивных параметров. Исследованы частотно-зависимые коэффициенты связи микрополосковых резонаторов, позволившие объяснить природу полюсов затухания микрополосковых фильтров.

Предложен эффективный метод оптимизации конструктивных параметров фильтров, основанный на использовании вектора отклонения АЧХ вместе с многопараметровыми операторами коррекции, сопряженными его компонентам.

Разработаны принципы построения экспертной системы, содержащей пополняемый банк оптимальных конструкций полосно-пропус-кающих микрополосковых фильтров и самообновлящиеся банки их рекордных решений.

Практическая значимость работы заключается в следующем. Предложен ряд оригинальных конструкций фильтров, защищенных авторскими свидетельствами или патентами. Разработаны принципы управления асимметрией крутизны низкочастотного и высокочастотного склонов полосы пропускания фильтра. Для подавления паразитных полос пропускания предложено демпфировать высшие резонансы микрополосковых резонаторов с помощью оголенного адгезионного подслоя.

Создана библиотека подпрограмм на ФОРТРАНЕ для расчета одиночных и связанных микрополосковых линий, а также некоторых микрополосковых нерегулярностей.

Создана экспертная система Р1ЬТЕХ для синтеза полосно-пропускающих фильтров на микрополосковых резонаторах, простая в обращении и не требующая высокой квалификации у пользователя. Ее банк оптимальных конструкций содержит около десяти наименований, а с учетом различного числа резонаторов в фильтре — более двух с половиной десятков. Экспертная система имеет интегрированную в нее развернутая справочную систему, содержащую всю необходимую информация по ее использованию.

Научная ценность работы состоит в следующем. Получена формула суммирования коэффициентов индуктивной и емкостной связи резонаторов. Предложена обобщенная формулировка для коэффициентов связи резонаторов, позволяющая учитывать их частотную зависимость.

Разработаны принципы построения экспертной системы, содержащей пополняемый банк оптимальных конструкций полосно-пропус-кающих микрополосковых фильтров и самообновлящиеся банки их рекордных решений.

Показано, что использование вектора отклонения АЧХ вместе с многопараметровыми операторами коррекции, сопряженными его компонентам, позволяет значительно ускорить процесс оптимизации фильтра при формировании его полосы пропускания.

Основные результаты работы докладывались на II Семинаре по функциональной магнитоэлектронике (Красноярск, 1986) [96], на Всесоюзной научно-технической конференции Интегральная электроника СВЧ (Красноярск, 1988) [81, 93], на семинаре Устройства интегральной и функциональной СВЧ электроники (Киев, 1989)*, на 1-ой Крымской конференции СВЧ-техника и спутниковый прием (Севастополь, 1991) [100, 108], на международной конференции (1997 IEEE — Russian conference) Микроволновая электроника больших мощностей: измерения, идентификация, применение (Новосибирск, 1997) [112, 116], на международной научно-технической конференции Спутниковые системы связи и навигации (Красноярск, 1997) [111, 115].

Материалы работы опубликованы в статьях научных и научно-технических журналов, в описаниях патентов и авторских свидетельств на изобретение, в трудах и тезисах международных, всесоюзных и региональных конференций и семинаров [64, 75, 80−83, 86, 88, 90−91, 93−104, 106−116, 119−121].

В.В. Тюрнев, Б. А. Беляев. Коэффициенты связи параллельных микропо-лосковых резонаторов. Материалы семинара не публиковались.

§ Ъ. Обзор публикаций по полосно-пропускающим фильтрам на МПР.

Подробное описание первых конструкций микрополосковых фильтров на МПР содержится в монографиях [1−3]. К числу таких конструкций относится фильтр на параллельно-связанных микрополосковых резонаторах (ПСМПР), изображенный на Рис. 1. Фильтр со 1−1.

1 I, | 2 п ' I—3 п+1.

Рис. 1. Фильтр на параллельно связанных резонаторах держит полуволновые отрезки микрополосковых линий, разомкнутые на обоих концах и расположенные параллельно друг другу со сдвигом на половину их длины. Эту конструкцию для случая полосковых линий предложил С. Б. Кон [4]. Он же первым предложил и формулы для его синтеза. Эти формулы строги только в пределе нулевой ширины полосы пропускания. Однако, как показывает проверка [4], они дают хорошие результаты вплоть до ширины полосы пропускания ДЕ"30%. Подобный метод расчета, обобщенный на любой тип резонаторов и использующий коэффициенты связи резонаторов, позднее предложили Маттей, Янг и Джонс [1]. В обоих методах расчет секций фильтра производится на основе прототипа фильтра нижних частот на сосредоточенных индуктивных и емкостных элементах, который преобразуется в полосно-пропускающий фильтр (ППФ), состоящий из цепочки параллельных колебательных контуров, разделенных инверторами сопротивления. Сначала вычисляют волновые сопротивления секций Zf и ZI используя заданную величину волнового сопротивления внешнего тракта Z0 и значения элементов прототипа g{ для заданной АЧХ, а затем находят отношения W^/h и Sz/h. Длина г-ой секции li выбирается равной А-/4. Скачок ширины полоскового проводника, расположенный в пучности тока, не влияет на резонансную частоту резонатора. Его введение обусловлено не принципиальными соображениями, а ограниченными возможностями используемых методик синтеза. Фильтры такой конструкции, выполненные на полоско-вых линиях, имеют симметричную АЧХ.

Для фильтров в микрополосковом исполнении метод расчета Кона непосредственно не применим, так как в связанных МПЛ длины волн четных и нечетных мод различны. Использование же в расчете среднеарифметической длины волны приводит к большой асимметричной неравномерности затухания в полосе пропускания. Эта проблема была решена в работе [5] введением формулы для эквивалентной диэлектрической проницаемости sreq для двух связанных МПЛ и расчетом на ее основе длин секций I.

Фильтры на ПСМПР имеют паразитные полосы пропускания на всех частотах, кратных центральной частоте основной полосы пропускания, в том числе и на частотах с четной кратностью. В обзоре [6] эти фильтры рекомендуется проектировать на полосы пропускания 5ч-25%.

В работе [7] развит усовершенствованный метод синтеза ППФ на ПСМПР, позволяющий конструировать широкополосные фильтры с полосой пропускания до 100%. Метод включает вывод схемы прототипа из отрезков линий и двухпроводных шлейфов, переконфигурацию схемы на основе тождеств Куроды [8] и определение физических размеров.

Существенным недостатком фильтров на ПСМПР, даже с выравненной неравномерностью в полосе пропускания, остается большая асимметрия склонов АЧХ вблизи полосы пропускания. Для устранения этого недостатка в [9] предложено использовать компенсирующие емкости на концах секции связанных МПЛ, как показано на Рис. 2. Е ч.

Рис. 2. Фильтр на ПСМПР с емкостной компенсацией.

Другой способ симметризации склонов АЧХ для фильтров на ПСМПР дан в работе [10]. В ней предлагается боковые границы связанных полосковых проводников, обращенных друг к другу, выполнять в форме зубцов (Рис. 3). Симметрия склонов АЧХ достигается тогда, когда выравниваются скорости четных и нечетных мод, то есть в®- = в°.

ШШ-1.

Ш^Ш-].

Рис. 3. Фильтр на ПСМПР с выравненными фазовыми скоростями.

В работе [11] предложен метод прямого синтеза фильтра на ПСМПР при полном учете различия фазовых скоростей четных и нечетных мод для более общего случая, когда длина области связи я смежных МПР может быть меньше половины их длины. Этот метод базируется на использовании параметров gi низкочастотного прототипа на сосредоточенных индуктивных и емкостных элементах. Он позволяет синтезировать фильтры, в которых ширина полосок постоянна и одинакова для всех МПР.

Для подавления паразитных полос пропускания на четных гармониках, а также для повышения затухания в полосах заграждения, в патенте [12] предложено в фильтрах на ПСМПР заземлять центральные точки полосковых проводников через отверстия в подложке.

В работе [13] предложена конструкция полосно-пропускающего МПФ, изображенная на Рис. 4. Фильтр такой конструкции называют решетчатым. В этом фильтре все МПР электромагнитно связаны между собой по всей длине. Крайние рис- 4 решетчатый МПФ МПР фильтра кондуктивно связаны с внешним СВЧ трактом. Достоинством решетчатого фильтра является существование полюса затухания вблизи высокочастотного края полосы пропускания, повышающего крутизну высокочастотного склона АЧХ.

В авторском свидетельстве [14] предложен фильтр на ПСМПР с укороченной длиной областей связи, изображенный на Рис. 5. В описании отмечается, что за счет наличия участков резонаторов, не охваченных электромагнитной связью с окружением, в фильтре формируются полюсы затухания. Регулируя длину этих участков, одни из полюсов можно.

1 Г.

П-Г| 9 6.

Рис. 5. МПФ.

Рис. 6. МПФ расположить вблизи низкочастотного склона полосы пропускания и тем самым повысить его крутизну, а другие — вблизи высокочастотного склона.

В авторском свидетельстве [15] предложен ППФ на ПСМПР, изображенный на Рис. 6. Фильтр содержит МПР, разомкнутые на концах и электромагнитно связанные один с другим. С целью уменьшения асимметрии АЧХ в нем четные МПР смещены относительно нечетных.

МПР на 1/8 их длины, а между ближайшими концами соседних МПР образованы емкостные зазоры. В описании отмечается, что преимущественно магнитная связь реализуется в средней части (на ЗЯ/8), а преимущественно емкостная связь — между разомкнутыми концами за счет емкостного зазора. При равенстве электрической и магнитной составляющих обеспечивается симметрия АЧХ.

В авторском свидетельстве [16] предложен ППФ, изображенный на с Рис. 7. Наличие У-образного полуволнового проводника, расположенного между ближайшими полуволновыми проводниками и электромагнитно связанного с ними на максимально воз.

X X.

Рис. 7. МПФ можной длине, обеспечивает дополнительную связь. При этом реали.

—3″.

— X.

02 (c)1 ! 02 01 а б.

Рис. 8. Два типа МПР с СВС зуются полюсы затухания, расположенные выше верхней и ниже нижней границы полосы пропускания.

Для подавления паразитных полос пропускания в работе [17] предложено использовать нерегулярные МПР со скачком волнового сопротивления, изображенные на Рис. 8. Показано, что частота основного, первого, резонанса МПР с СВС удовлетворяет уравнению.

Z2/Zl:=tg0ltg02, гДе ®-1{/с — электрическая длина г-го участка резонатора. Суммарная электрическая длина 0-г = 2(61+92) всех участков нерегулярного МПР зависит от величины СВС, то есть от отношения Zl/Z.

6 Т = 2 агс tg.

ZlZ.

Из формулу следует, что в случае, когда Z1/Z2>l (Рис. 8 а), суммарная электрическая длина резонатора 0т<�тг, то есть СВС приводит к уменьшению линейного размера МПР. В противоположном случае (Рис. 8 6) имеет место обратная ситуация 0Т>71. Показано, что как минимум 0 Т (при Z1/Z2>l), так и максимум 0 Т (при Z1/Z2.

Подробнее в работе [17] рассматривается случай 01=:02) когда все формулы значительно упрощаются. В частности, частота основного резонанса ^х) определяется из условия, что электрическая длина крайнего участка 0Х = агс tg, а частота ближайшего паразитного резонанса (Г2) не зависит от и потому.

2/Т1=%/(2 /?2). Получены приближенные формулы для проектирования ППФ на параллельно связанных МПР со скачком волнового сопротивления, изображенного на Рис. 9.

Рис. 9. Фильтр на ПСМПР с СВС.

В работе [18] показано, что одновременное использование регулярных МПР и МПР с СВС позволяет в пятизвенном ППФ подавить паразитные полосы пропускания до 40 дБ.

В работе [19] предложена конструкции ППФ на полуволновых и четвертьволновых МПР с СВС, связанных кон-дуктивно отрезками связи. Пример такого четырехзвенного фильтра на четвертьволновых резонаторах изображен на Рис. 10. Кондуктивная связь между МПР, как указывается в публикации, приводит к появлению полюсов затухания выше полосы пропускания, причем их число равно числу МПР. В фильтрах на полуволновых МПР дополнительно формируются полюсы затухания и ниже полосы пропускания. Для случая резонаторов с одинаковой длиной высокоомных и низкоомных участков (Э1 = 62) и отсутствия прямого электромагнитного взаимодействия между резонаторами в работе приведены формулы для расчета резонансной частоты Рх, частот высокочастотного и низкочастотного полюсов затухания, а также формула для проводимости МПР, используемая при синтезе фильтра.

В авторском свидетельстве [20] предложен МПФ, изображенный на Рис. 11. Он содержит попарно сгруппированные ступенчатые МПР. Резонаторы одной пары взаимодействуют электромагнитно по всей.

Рис. 10. ППФ на МПР с кондуктивными связями.

I г о.

Рис. 11. МПФ ъ длине. Благодаря тому, что пары имеют лестничную раздвижку, образуется полюс затухания выше полосы пропускания. Положение этого полюса регулируется соотношением зазоров между резонаторами одной пары на средней и крайних ступенях.

В низкочастотном диапазоне СВЧ, когда длина резонаторов становится большой, используют фильтры на свернутых МПР. К числу таковых прежде всего относятся шпилечные или и-образные, резонаторы. Пример ППФ на встречно направленных шпилечных МПР приведен на Рис. 12. Такие фильтры легко реализуются на полосы пропускания шириною до 25% [6, 21].

Первый расчет фильтра на шпилечных МПР был сделан в [22]. Однако в нем не учитывались индуктивные связи между дальними отрезками МПЛ. Кроме того, этот расчет требовал знания эмпирически определяемого фактора сжатия ширины полосы пропускания. Поэтому в работе [23] был предложен иной расчет, основанный на разреженной матрице емкости для связанных линий, образующих фильтр. Показано, что в хорошем приближении фильтры на шпилечных МПР получаются частотным масштабированием фильтров на.

Рис. 12. ППФ на шпилечных МПР.

7П.

Рис. 13. ППФ.

ПСМПР. Поэтому ¦ ширина полосы может быть точно предсказана. В этой же работе дана теория и гибридных фильтров на прямолинейных и шпилечных МПР, пример которых изображен на Рис. 13.

В [24] изложен метод синтеза ППФ на сонаправленных шпилечных резонаторах. В [25] дан расчет фильтра на шпилечных МПР, основанный на экспериментально полученных зависимостях коэффициентов связей и нагруженных добротностей резонаторов от зазоров между ними. В [26] проведен анализ ППФ на шпилечных МПР с учетом всех дальних связей между МПР. Показано, что неучет дальних связей дает ошибку в оценке ширины полосы пропускания до 30% и погрешность затухания в полосе заграждения до 30 дБ.

В работе [17] дано описание ППФ на шпилечных МПР с СВС, изображенного на Рис. 14. В такой конструкции смежные резонаторы взаимодействуют не по всей длине, а только по.

Рис. 14. ППФ на шпилечных МПР с СВС длине крайних ступеней. По-видимому, последнее обстоятельство позволило рассчитать его с приемлемой точностью с помощью методов синтеза, развитых для фильтров на прямолинейных ПСМПР.

В работах [27−28] описана конструкция миниатюризованного шпилечного резонатора. Уменьшение размеров в нем достигается за счет использования емкостного элемента, включенного между концами полосок шпилечного МПР. Ранее авторы этих работ использовали такой способ понижения резонансной частоты в расщепленных кольцевых МПР. Они замыкали концы полосок кольцевых резонаторов на сосредоточенный емкостной элемент [29−30]. В работах же [27−28].

Рис. 15. ППФ на миниатюризованных шпилечных МПР.

Рис. 16. Кольцевой МПР с емкостным элементом емкостной элемент выполнен в виде короткого отрезка связанных МПЛ с узким зазором между ними, как показано на Рис. 15. Использование миниатюризованных шпилечных резонаторов позволяет вдвое уменьшить размер фильтра. Синтез фильтра на миниатюризованных шпилечных МПР, основанный на использовании эквивалентных схем, изложен в [28].

В патенте [31] предложен кольцевой МПР, изображенный на Рис. 16. По форме и принципу работы он подобен миниатюри-зованному шпилечному резонатору.

В авторском свидетельстве [32] предложен ППФ, изображенный на Рис. 17. Фильтр содержит полуволновые шпилечные МПР, к вершинам которых подключены ко-роткозамкнутые шлейфы длиною менее Х/4 на средней частоте полосы пропускания. С целью увеличения заграждения на частотах гармоник, каждый короткозамкнутый шлейф выполнен ступенчатым, а волновые сопротивления ступеней подчиняются определенному закону, указанному в описании. X.

Рис. 17. ППФ на шпилечных МПР.

Рис. 18. ППФ на шпилечных МПР.

Рис. 19. ППФ на шпилечных МПР.

Подобный фильтр описан в работе [33]. Его конструкция приведена на Рис. 18. Благодаря короткозамкнутому высоко-омному шлейфу он отличается высокой миниатюрностью и широкой полосой заграждения.

В авторском свидетельстве [34] предложен фильтр на шпилечных МПР, изображенный на Рис. 19. Он отличается тем, что имеет различные длины участков связи. На примере 1Г-образного звена показано, что, задавая длину участков связи, можно управлять положением полюса затухания и формировать его выше и ниже полосы пропускания.

В авторском свидетельстве [35] предложен ППФ, изображенный на Рис. 20. Фильтр содержит полуволновые шпилечные МПР, расположенные сонаправленно. С целью увеличения крутизны скатов АЧХ и увеличения развязки в полосе заграждения, в него введены шлейфы, подключенные по два к вершине каждого шпилечного МПР и электромагнитно связанные один с другим и с соответствующими боковыми участками. Причем в области электромагнитной связи боковых участков и шлейфов размещены периодически повторяющиеся неоднородности. В описании отмечается, что периодически повторяющиеся неоднородности позволяют расположить полюсы затухания по обе стороны полосы пропускания, а различие в величине электроI 1 г.

1 ?

1] г.

Сг г.

Рис. 20. ППФ на шпилечных МПР магнитной связи между боковыми участками и шлейфами — обеспечить существование нескольких полюсов затухания в полосе заграждения.

К числу первых конструкций МПФ относятся также встречно-штыревые фильтры [6], изображенные на Рис. 21. Они содержат четвертьволновые МПР, у которых один конец заземлен через отверстие в подложке. т &bdquo-т «.

— Г* X ^ у*-*-*-у, а б.

Рис. 21. Встречно-штыревые МПФ и.

В работе [36] дано описание встречно-штыревого фильтра на полуволновых МПР, изображенного на Рис. 22. В полосе пропускания он имеет такие же параметры, как и обычный встречно-штыревой ППФ на четвертьволновых МПР. Его преимущество заключается в том, что он не требует короткого замыкания резонаторов на землю. Конструкция на Рис. 2 2а подходит для ППФ с шириной полосы пропускания ЛЕ< 15%, а конструкция Рис. 226 — для фильтров с АЕ> 15%.

11 и п г, а б.

Рис. 22. Встречно-штыревой МПФ.

Гребенчатые фильтры также относятся к числу первых конструкций МПФ. Первоначально они выполнялись на симметричных полосковых линиях. Резонаторы в гребенчатых фильтрах состоят из отрезка полосковои лини, закороченного на одном конце, и из сосредоо точенной емкости, включенной между другим концом отрезка и землей [1]. Гребенчатый ППФ показан на Рис. 23. Здесь все отрезки от о о.

1 до п вместе с соответствующими емкостями С1-^СП являются резонаторами, отрезки 0 и (п+1) — просто согласующими оконечными звеньями фильтра.

Наличие сосредоточенных емкостей С^ приводит к тому, что длина.

СБ /-чБ О и.

Т Т Т т п п+1.

Рис. 23. Гребенчатый ППФ.

I/ отрезка резонаторной линии на резонансной частоте будет меньше ^/4, и поэтому связь между резонаторами имеет преимущественно магнитный характер. Заметим, что при отсутсто вии емкостей С^- длина резонаторных линий при резонансе была бы точно равна А,/4 и структура на основе симметричной полосковой линии не имела бы полосы пропускания [37]. Это объясняется компенсацией магнитной и электрической связей.

В патенте [38] дано описание микрополоскового гребенчатого фильтра, в котором МПР связаны между собой только на части их длины. При такой конструкции несвязанные участки могут быть произвольно свернуты для экономии площади, как показано на Рис. 24. АЧХ таких фильтров, синтезированных на основе стандартной методики с использованием элементов.

Рис. 24. Гребенчатый МПФ.

Рис. 25. Гребенчатый МПФ фильтра-прототипа [39] сильно отличаются от требуемой АЧХ. Эксперименты и моделирование показали, что паразитные связи между соседними линиями и влияние общей металлизированной плоскости на верхней стороне подложки являются главной причиной отклонений от теории. Поэтому в программу расчета следует вводить дополнительные участки связи и низкоомную линию, моделирующую металлизированную земляную плоскость.

На Рис. 25 изображена модифицированная топология микрополоскового гребенчатого фильтра, разработанного в работе [40], для которой экспериментальная АЧХ совпадает с расчетной. Фильтр выполнен на подложке из тет-ратитаната бария (ВаТ14Од, ег = 39,4) размером 2,54×2,54 см². Центральная частота его полосы пропускания Г0=440 МГц, а ширина АГ=23 МГц. Фильтр имеет плоскую полосу пропускания и отвечает требованиям спутникового телевидения.

В авторском свидетельстве [41] предложен микрополосковый гребенчатый ППФ с кольцевыми резонаторами, изображенный на Рис. 26. С целью увеличения заграждения на требуемых частотах вне полосы пропускания каждый кольцевой резонатор включен в разрыв соответствующего четного МПР и электромагнитно связан с ближайшими нечетными МПР на длине 1С, выбранной из выражения Xj/8>lc>Xj/16, где Х^ - длина волны на требуемой частоте заграждения. При этом волновое сопротив.

Рис. 26. Гребенчатый МПФ ление МПЛ, образующей кольцевой резонатор, в два раза больше волнового сопротивления МПЛ, образующей соответствующий четный МПР.

Одним из наиболее распространенных фильтров метрового диапазона является фильтр на спиральных резонаторах. Фильтры с полосой пропускания не менее 3% и заграждениями вне полосы пропускания от 20 до 40 дБ реализуются на печатных спиральных резонаторах (ПСР). Наиболее технологичный вариант фильтров на ПСР предложен в авторском свидетельстве [42]. Физически такой фильтр представляет собой совокупность печатных четвертьволновых отрезков, свернутых в спираль. Эти отрезки напечатаны на диэлектрическом основании, расположенном в плоскости симметрии прямоугольного металлического корпуса. Линия передачи такого типа называется линией с подвешенной подложкой. Методика расчета фильтров на ПСР с учетом свойств линии с подвешенной подложкой описана в [43]. В работе [44] дано обобщение экспериментальных результатов исследования фильтров на прямоугольных и круглых ПСР.

В авторском свидетельстве [45] описан МПФ, изображенный на Рис. 27. Фильтр содержит резонаторы, выполненные в виде пло ских спиралей, нанесенных на одРис. 27. ППФ на спиральных МПР ну сторону единого основания из диэлектрика. Длины всех плоских спиралей близки к А,/4 на средней частоте полосы пропускания. На вторую сторону основания нанесено металлическое покрытие. Элементы связи МПР выполнены в виде эллиптических окон в металлическом покрытии, частично перекрывающих витки соседних плоских спиралей.

Рис. 27. ППФ на спиральных МПР.

В авторском свидетельстве [46] предложен полосковый спиральный резонатор на подвешенной подложке. Резонатор содержит корпус, в котором размещена диэлектрическая подложка. На обеих ее сторонах расположены один под другим спиральные проводники, закрученные в одну сторону. Внешние концы спиральных проводников замкнуты на корпус, а внутренние подключены к широким проводникам, выполняющими роль обкладок плоского конденсатора. Спиральный резонатор может быть связан с входной линией или соседним резонатором электромагнитно или кондуктивно.

С открытием в 1986 г. высокотемпературной сверхпроводимости появились новые возможности для создания СВЧ фильтров с высокими характеристиками на основе высокодобротных МПР. В настоящее время используются два наиболее популярных типа сверхпроводящих пленок. Это пленки на иттриевой основе УВа2Сиз07-с (УВСО) с температурой сверхпроводящего перехода 90 К и пленки на таллиевой основе Т12Ва2СаСи208 (ТВССО) с температурой перехода 100 К. В работе [47] кратко описаны основы применения высокотемпературной сверхпроводимости в МПФ. Отмечается, что в условиях сверхпроводимости собственная добротность неэкранированного МПР, выполненного на подложке из алюмината лантана (ЬаАЮз, 8г=24), колеблется в диапазоне (30= 1000^-2000. В таком МПР потери в основном связаны с излучением. Добротность же МПР в корпусе превышает 10 000. Однако, при помещении МПФ в корпус появляется необходимость бороться с паразитными резонансами самого корпуса.

§ 3. Обзор программ по САПР СВЧ.

Рассмотрим некоторые программы, которые могут использоваться при синтезе микрополосковых фильтров. В монографии [48] дана краткая характеристика программы SUPER-COMPACTR, предназначенной для оптимизации схем СВЧ. Эта программа использовалась, в частности, в работе [40] при оптимизации МПФ. Программа SUPER-COMPACT, R осуществляет оптимизацию двух-, четырех-, шести-, и восьмиполюсников. Для этого пользователь должен создать целевую функцию, в которую могут быть включены комбинации S-, Yи Z-параметров, а также комплексные сопротивления или проводимости. Единственный интерактивный сегмент оптимизации позволяет пользователю комбинировать поисковые методы — градиентный или адаптивный случайный. Интерактивные графопостроители вычерчивают схемы с частотными характеристиками многополюсников в полярных или декартовых координатах. Для обеспечения информацией о результатах измерений параметров транзисторов и диэлектрических материалов в программу включены несколько банков данных. На дисках пользователя могут создаваться и накапливаться местные банки данных.

Пользователи SUPER-COMPACTR могут использовать микропо-лосковые и полосковые линии, копланарные волноводы, линии с подвешенной подложкой. Компоненты могут характеризоваться электрическими параметрами или геометрическими размерами. При анализе схем учитывается влияние дисперсии, излучения, неоднородно-стей, многослойной металлизации, шероховатости поверхности, диэлектрических потерь и потерь в проводниках. Для большинства используемых на практике диэлектрических материалов погрешность приближенных выражений в замкнутой форме для микрополосковых и полосковых линий составляет менее 1%. Синтез линий передачи производится автоматическим способом расчета геометрических параметров по электрическим параметрам.

Оптимизация схемы программой проиллюстрирована в [48] на примере проектирования СВЧ диплексерного фильтра. Фильтр реализуется на коаксиальных линиях. Описание схемного файла показано на Рис. 28. Строки данных, начинающиеся со звездочки, являются комментариями. Эти данные используются только как справочные. Знак «+» в первой колонке обозначает строку продолжения. В приве.

D: 90 L1: 10GHZ L2: 10GHZ.

Create three-port Section BLK.

Low-pass Section.

OST 2 0 Z0 = ?30, 33.20, 120? ELEN = D F = L1 TRL 2 8 Z0 = ?30, 120.0, 120? ELEN = D F = L1 OST 8 0 Z0 = ?30, 30.00, 120? ELEN = D F = L1 TRL 8 7 Z0 = ?30, 120.0, 120? ELEN = D F = L1 OST 7 0 Z0 = ?30, 30.00, 120? ELEN = D F = L1 TRL 7 1 Z0 = ?30, 120.0, 120? ELEN = D + F = ?5GHZ, L1, 10GHZ?

High = Pass Selection.

OST 1 6 Z0 = ?30, 64.29, 120? ELEN = D F = L2 SST 6 0 Z0 = ?30, 61.33, 120? ELEN-D F = L2 TRL 6 9 Z0 = ?30, 48.56, 120? ELEN = D F = L2 SST 9 0 Z0 = ?30, 74,54, 120? ELEN = D F = L2 TRL 9 4 Z0 = ?30, 47.28, 120? ELEN = D F = L2 SST 4 0 Z0 = ?30, 106.9, 120? ELEND F = L2 TRL 4 5 Z0 = ?30, 57.34, 120? ELEN = D F = L2 TRL 5 3 Z0 = ?30, 55.60, 120? ELEN = D F = L2 SST 3 0 Z0 = ?30, 120.0, 120? ELEN = D F = L2 BLK1: 3P0R 1 2 3 END FREQ.

STEP 2E9 4E9 5E7 STEP 4E9 5E9 2.5E7.

END.

OUT.

PRI BLK1 S R1 = 50 END.

Рис. 28. Схемный файл программы SUPERCOMPACTR для б-полюсного диплексерного фильтра денном файле схема из-за отсутствия соответствующего соединения внутренних узлов является шестиполюсной. Электрические длины линии передачи описываются сразу после описания схемы. Описание каждого компонента и описание способа его соединения в схеме осуществляется в одной строке входной информации. Между знаками вопроса указываются нижняя и верхняя границы и начальное значение параметра при оптимизации. В процессе оптимизации минимизируется следующая целевая функция: 1=3300.

ЕЯШ^ Е[ W11|511|2+W21|521−0|2+Wзl|>Sз1-(-20)|2+W22|522|2] + 1=2000 f=5000 lll^lll2+W'21|.

4000 где ?21 и ?>31 выражены в децибелах. Коэффициенты и — это весовые коэффициенты, определяющиеся различием^{-параметров} в двух разных диапазонах частот. Коэффициенты и определяются таким образом, что их значения стремятся к нулю, если минимальные затухания ?31 и (или) ?21 в полосе затухания достигают 20 дБ. Заметим также, что величина ¿->ц минимизируется в двух частотных диапазонах, а величины? З^г! и |5зз| - только в соответствующих полосах затухания..

В этой же монографии [48] дана и краткая характеристика программы F^L5,YiV, предназначенной для расчета фильтров. Она позволяет точно синтезировать схемы как на линиях передачи, так и на элементах с сосредоточенными параметрами (ЬС). Программа включает в себя расчет фильтров следующих типов: ФНЧ, ФВЧ, РФ, ППФ. В полосе пропускания характеристика может задаваться максимально плоской или чебышевской, а в полосе заграждения — монотонной, изоэкстремальной или произвольной. Возможен расчет схем как с одной, так и с двумя нагрузками. Схема с двумя нагрузками, в частности, использовалась при разработке диплексерного фильтра. Пользователь может задавать свою собственную топологию или подходящую топологию может подобрать программа..

Программа FILSYN позволяет осуществлять на командном уровне преобразования схемы, что обеспечивает возможность ее подходящей реализации. Результатом анализа является передаточная функция и окончательные параметры схемы. Для иллюстрации возможности применения программы FILSYN при проектировании фильтров в [48] приведен пример синтеза фильтра нижних частот 5-гигагерцового диапазона, состоящего из двух единичных элементов и трех параллельных разомкнутых шлейфов. Результаты выполнения программы приведены на Рис. 29..

В обзоре [49], посвященном методам расчета полосно-пропус-кающих фильтров, совместимых с монолитными ИС СВЧ, отмечаются, что при синтезе ППФ на ПСМПР удобно использовать какую-либо из таких популярных программ САПР СВЧ как Touchstone [50] или HP 85 150 В Microwave Design System [51]. Синтез же встречно-штыревых и решетчатых МПФ требует наличия в программе процедур расчета многопроводных связанных линий, а эти процедуры обычно отсутствуют во многих стандартных пакетах САПР СВЧ [49]. В то же время говорится, что некоторые продавцы САПР СВЧ вышли с программами для решения электродинамических задач [52−54], которые могут помочь разрешить сложную проблему многопроводных связанных МПЛ..

PLACR: P, FILSYN: F, LEADDER: L, DIGITAL: D OR END: E F.

ENTER TITLE.

MICROWAVE LOWPASS FILTER.

FILTER KIND — LUMPED: 0, BILINEAR DIGITAL: 1 OR MICROWAVE: 2 2.

ENTER QUARTER WAVE FREQUENCY IN HZ.

10E9.

FILTER TYPE — LOWPASS: 1, HIGHPASS: 2, LIN.-PHASE LOWPASE: 3, BANDPASS:4 UPPER EDGE OF THE PASSBAND IN HZ.

5E9.

PASSBAND — MAX.-FLAT: 0, EQUAL-RIPPLE: 1, FUNCTIONAL INPUT: 2 1.

WHAT IS THE BAND EDGE LOSS IN DB s2.

STOPBAND — MONOTONIC: 0, EQUAL-MINIMA: 1 OR SPECIFIED: 2 Q.

ENTER NUMBER OF UNIT ELEMENTS 2.

ENTER FREQUENCY-LOSS PAIR UPPER STOPBAND.

8E9 40.

ENTER INPUT TERMINATION IN OHMS 0.

ENTER OUTPUT TERMINATION (0. INDICATES OPEN OR SHORT).

50.

ENTER THE NUMBER OF INCREMENTS (UP TO 5), NO ANALYSIS, ENTER: 0 1.

ENTER 1 FREQUENCY INCREMANTS IN HZ.

1ES.

ENTER 2 CORNER FREQUENCY IN HZ.

0 10E9.

GENERAL FILTER SYNTHESIS PROGRAM.

MICROWAVE LOWPASS FILTER LOW-PASS FILTER.

EQUAL RIPPLE PASS BAND BANDEDGE LOSS MAX. PASSBAND VSWR UPPER PASSBAND EDGE FREQUENCY QUARTER-WAVE FREQUENCY MONOTONIC STOPBAND.

MULTIPLICITY OF ZERO QUARTER-WAVE FR. NUMBER OF UNIT ELEMENTS NUMBER OF FINITE TRANSMISSION ZERO PAIRS: OVERALL FILTER DEGREE INPUT TERMINATION OUTPUT TERMINATION REQUESTED TERMINATION RATIO NEAREST AVAILABLE TERMINATION RATIO 0.2000 DB = 1.5386 5.00D + 09 HZ = 1.00D + 10 HZ 3 = 2 = 0 = 5 5. OOOOOOOD + 01 OHMS = 5. OOOOOOOD + 01 OHMS = 1. OOOOOOOD+ 00 = 1. OOOOOOOD+00.

Рис. 29. Работа программы Е1ЬЗУЫ в интерактивном режиме. Входные данные пользователя подчеркнуты.

В работе [55] упоминаются два доступных коммерческих пакета САПР — Super Compact и Touchstone, с которыми в ней проводится сравнение нового обобщенного метода анализа микрополосковых не-регулярностей, предложенного в [56]. Отмечается, что модели, используемые в этих пакетах, основаны на комбинации различных теоретических методик, упрощенных решениях в замкнутой форме, аппроксимирующих выражениях или справочных таблицах. Эти модели не адекватно учитывают эффекты экранирующего корпуса. Более того, при моделировании схемы, содержащей много нерегулярностей, анализ этих пакетов предполагает, что нерегулярности не зависят одна от другой и матричные представления каждой нерегулярности просто математически каскадируются вместе..

Из отечественных универсальных САПР СВЧ можно назвать программы ФАГОТ и MIC Optimizer [57]..

Дадим более подробную характеристику программе Touchstone (1988). Она предназначена для моделирования сложных линейных ВЧ и СВЧ цепей. Ее можно использовать для линейного анализа, оптимизации и статистического анализа методом Монте-Карло. Программа содержит модели более 100 элементов, в том числе микрополосковых, полосковых и дискретных. Она предоставляет выбор из 7 оптимизаторов, которые автоматически модифицируют параметры схемы так, что достигаются требуемые характеристики схемы..

Работа пользователя начинается с написания схемного файла по строго определенным синтаксическим правилам. Файл состоит из нескольких блоков, в том числе из блока описания схемы, блок описания переменных, блока описания целевой функции, блока описания вывода данных. Блок описания схемы содержит перечень элементов, из которых строится схема. Для каждого элемента указываются номера точек схемы, к которым подключается элемент. Задаются также значения его параметров. В блоке описания переменных указываются начальные значения оптимизируемых величин и их нижние и верхние границы изменения. Блок описания целевой функции содержит перечень оптимизируемых характеристик, предъявляемые к ним требования и диапазон частот, где эти требования предъявляются, а также весовые коэффициенты значимости каждого требования..

После того как схемный файл написан и загружен, пользователь командой с клавиатуры запускает какую-либо оптимизацию и указывает количество итераций. После завершения выполнения указанного количества итераций программа ожидает дальнейших команд. Пользователь имеет возможность просмотреть достигнутые характеристики конструкции, проанализировать найденные конструктивные параметры или запустить новую оптимизацию..

Отметим некоторые моменты, ограничивающие возможности рассматриваемой версии программы Touchstone. Из-за отсутствия в каталоге соответствующих элементов программу нельзя использовать при проектировании экранированных микрополосковых СВЧ устройств. Отсутствие отрезков многопроводных связанных МПЛ с числом по-лосковых проводников п > 3 не позволяет рассматривать МПФ многих конструкций, в том числе решетчатые, встречно-штыревые и гребенчатые фильтры. В асимметричных двухи трехпроводных связанных МПЛ не учитывается дисперсия..

Отметим одно существенное неудобство работы с программой Touchstone, присущее, по-видимому, многим САПР, в которых необходимо писать схемный файл. Нередко весь физически допустимый диапазон варьирования некоторого геометрического параметра конструкции не может быть охвачен в рамках одной схемы разбиения конструкции на составные компоненты. В этом случае приходится разбивать его на несколько поддиапазонов, каждый из которых охватывается своей схемой, и оптимизацию производить отдельно в каждом поддиапазоне. Хотя проще и быстрее было бы произвести только одну оптимизацию, но сразу во всем диапазоне, если бы программе можно было задать сразу все возможные схемы и указать какую из них следует использовать при том или ином значении оптимизируемого геометрического параметра..

Наряду с универсальными САПР СВЧ создаются и узкоспециализированные, которые, благодаря наличию в них банка готовых конструкций, не требуют от пользователя написания схемного файла. К таким САПР относятся программы Полюс СВЧ и Microwave Filter..

Программа Полюс СВЧ [58] предназначена для проектирования МПФ, имеющих полюсы затухания на конечных частотах. Фильтры представляют собой структуру на сонаправленных шпилечных МПР, образованных каскадным соединением четвертьволновых секций на нерегулярных связанных МПЛ и оконечных трансформаторов сопротивлений, выполненных в виде К-инверторов (см. Рис. 30). Версия 1.0 этой программы обеспечивает возможность синтеза МПФ с числом шпилечных МПР не более трех..

Ввод технического задания на синтез осуществляется в главном меню программы. Задание включает минимальные потери, максимальные неравномерность затухания и КСВ в полосе пропускания, уровни затухания и частоты нижних и верхних границ полос пропускания и С С.

Рис. 30. Фильтр на шпилечных МПР заграждения, толщину и диэлектрическую проницаемость подложки, добротность МПЛ. После ввода задания производится компиляция исходных данных, в ходе которой определяются две опорные частоты и частота полюса затухания для каждой симметричной двухпроводной микрополосковой решетчатой секции. Затем командой осуществляется запуск синтеза, во время которого по заданным опорным частотам и частоте полюса затухания вычисляются электрические и геометрические параметры всех секций фильтра. После завершения синтеза можно произвести анализ и просмотреть графики частотных характеристик. Если полученная АЧХ фильтра не удовлетворяет техническому заданию, то пользователь может вручную подкорректировать значения опорных частот и частоты полюса затухания, полученных при компиляции, и заново произвести синтез..

Программа Microwave Filter предназначена для проектирования микрополосковых фильтров [59]. Она не требует специальных знаний в области проектирования и программирования. Помимо известных конструкций программа содержит большой выбор нетрадиционных МПФ с полюсами затухания на конечных частотах..

Для всех фильтров разработана методика синтеза. Достаточно ввести требования к фильтру (полоса пропускания, число резонаторов и т. д.) и программа рассчитает все геометрические размеры. В разделе «Анализ» имеется возможность произвести более точный расчет фильтра с использованием всего комплекса математических моделей. Если рассчитанная характеристика не устраивает, имеется возможность произвести оптимизацию фильтра. Для каждого типа фильтра разработана индивидуальная программа оптимизации, учитывающая особенности его проектирования..

§ Экспертные системы.

Экспертные системы (ЭС) представляют собой класс программ, которые выдают советы, проводят анализ, выполняют классификацию, дают консультацию и ставят диагноз [60]. Они ориентированы на решение задач, обычно требующих экспертизы человеком-специалистом. В отличие от программ, использующих процедуральный анализ, экспертные системы решают задачи в узкой предметной области на основе дедукции рассуждений. Такие системы часто оказываются способными найти решения задач, которые не структурированы и плохо определены. Они справляются с отсутствием структурированности путем привлечения эвристик, что может быть полезным в тех ситуациях, когда недостаток необходимых знаний или времени исключает возможность проведения полного анализа..

ЭС возникли как значительный практический результат в применении методов искусственного интеллекта (ИИ) — совокупности научных дисциплин, изучающих методы решения задач интеллектуального (творческого) характера с использованием ЭВМ [61]. Область ИИ имеет уже более чем 40-летнюю историю развития. С течением времени менялась точка зрения на методы решения ее задач. Специалисты в области ИИ пришли к выводу, что эффективность решения интеллектуальной задачи зависит в первую очередь от конкретных знаний об исследуемой области, а лишь в последнюю от общих стратегий и схем логического вывода. Это один из основных принципов разработки ЭС. Авторитетный специалист в области ИИ Э. Фей-генбаум сформулировал его следующим образом: мощность системы ИИ обратно пропорциональна общности..

В конце 70-х годов утвердилась следующая концепция [62]. Чтобы сделать программу интеллектуальной, ее нужно снабдить множеством высококачественных специальных знаний о некоторой предметной области. Понимание этого факта привело к развитию специализированных систем, каждая из которых является экспертом в некоторой узкой предметной области. Эти программы получили название экспертные системы..

Первой системой, основанной на таком подходе, стала система ЭЕЫВЯАЬ, разработанная в 1965 г. в Стэнфордеком университете (США). Система БЕАШКАЬ решает задачи построения возможных химических структур по экспериментальным данным об исследуемом веществе. Она имела огромный успех, так как выяснилось, что ее уровень компетентности сравним с уровнем компетентности лучших экспертов..

База знаний.

Модуль приобретения знаний.

5.

База^) данных] ^ Механизм логических выводов Модуль советов и объяснений С.

Пользовательский интерфейс Й.

Ввод данных и.

Заключения, советы, объяснения.

О Г Эксперт.

Определение подтверждение, модификация и дополнение знаний.

Пользователь (неспециалист) Рис. 31. Базовая структура экспертной системы.

На Рис. 31 показана базовая структура экспертной системы [63]. Приведенные структурные элементы являются наиболее характерными, хотя в реальных ЭС их функции могут быть усилены соответствующим образом или расширены..

Сердцевину ЭС составляет база знаний, которая накапливается в процессе ее построения. Знания выражены так, чтобы упростить принятие решений. Накопление и организация знаний — одна из самых важных характеристик ЭС. Наиболее полезной характеристикой ЭС является то, что она применяет для решения проблем высококачественный опыт. Этот опыт может представлять уровень наиболее квалифицированных экспертов в данной области, что ведет к решениям творческим, точным и эффективным. Система может наращиваться постепенно в соответствии с нуждами заказчика. Это означает, что можно вначале вложить сравнительно скромные средства, а потом наращивать ее возможности по мере необходимости..

Другой полезной чертой ЭС является наличие у них прогностических возможностей. Система может функционировать в качестве теории обработки информации или модели решения задачи в заданной области, давая ожидаемые ответы в конкретной ситуации и, показывая, как изменяются ответы в новых ситуациях..

База знаний, определяющая компетентность ЭС, может также обеспечить новое качество: институциональную память. Если база знаний разработана в ходе взаимодействия с ведущими специалистами учреждения, то она представляет способы действий этой группы людей. Этот набор знаний становится постоянно обновляющимся справочником наилучших методов, используемых персоналом. Ведущие специалисты уходят, но их опыт остается..

И последним важным свойством ЭС является то, что их можно использовать для обучения и тренировки ведущих специалистов..

Широкому распространению ЭС препятствуют серьезные принципиальные трудности. Первая возникает в связи с постановкой задачи. Большинство заказчиков, планируя разработку ЭС, вследствие недостаточной компетенции в вопросах применения методов ИИ, склонны значительно преувеличивать ожидаемые возможности ЭС. Заказчик желает видеть в ней самостоятельно мыслящего эксперта в исследуемой области, способного решать широкий круг задач. Наиболее целесообразно в таком случае ограничиться для начала не слишком сложной обозримой задачей в рассматриваемой области, для решения которой нет простого алгоритмического способа. В то же время важно, чтобы уже существовала сложившаяся методика решения этой задачи вручную или какими-либо расчетными методами..

Вторая основная и основная трудность — проблема приобретения (усвоения) знаний. Для того, чтобы «обучить» компьютерную систему, прежде всего, требуется сформулировать систематизировать и формализовать эти знания «на бумаге». Для подобной формализации знаний необходим определенный систематический стиль мышления. Кроме того, необходимы с одной стороны, знания в области математической логики и методов представления знаний, с другой — знание возможностей ЭВМ, их программного обеспечения, в частности языков и систем программирования..

Третья серьезная трудность — в очень большой трудоемкости создания ЭС. Опыт показывает, что на разработку демонстрационного прототипа ЭС (включая этапы постановки задачи и первоначального приобретения знаний) может потребоваться до 6 месяцев. Процесс постепенного улучшения прототипа (доработки системы до промышленного варианта) может длиться несколько лет. Например, развитие системы PROSPECTOR для прогнозирования залежей полезных ископаемых активно велось в течение 10 лет..

Автору на момент написания диссертационной работы не удалось обнаружить каких-либо публикаций, содержащих описание существующих экспертных систем по проектированию СВЧ фильтров..

ЗАКЛЮЧЕНИЕ.

Диссертационная работа посвящена исследованиям свойств по-лосно-пропускающих микрополосковых фильтров, а также созданию экспертной системы для их синтеза..

1. В работе развит квазистатический вариационный метод расчета электрических параметров многопроводных микрополосковых линий. Создана библиотека подпрограмм на ФОРТРАНЕ для расчета одиночных и связанных микрополосковых линий, а также некоторых микрополосковых нерегулярностей..

2. Систематически исследованы свойства микрополосковых резонаторов со скачком волнового сопротивления. Получено условие максимального прорежения спектра резонансных частот. Выведена формула для добротности составного резонатора. Предложено использовать участки оголенного адгезионного подслоя микрополоскового фильтра для подавления паразитных полос пропускания..

3. Исследовано влияние цепей связи на резонансную частоту и внешнюю добротность микрополоскового резонатора..

4. Систематически исследовано взаимодействие двух микрополосковых резонаторов. Выведены формулы для коэффициентов индуктивной и емкостной связи микрополосковых резонаторов на резонансных частотах. Получена формула суммирования коэффициентов индуктивной и емкостной связи. Впервые сформулировано понятие частотно-зависимых коэффициентов связи как обобщение резонансных коэффициентов, предложены формулы для их расчета. Доказано, что на частотах полюсов затухания секции из двух связанных микро-полосковых резонаторов частотно-зависимый коэффициент связи обращается в нуль в результате взаимной компенсации индуктивного и емкостного взаимодействий резонаторов. Предложена новая методика измерения диэлектрической проницаемости подложки, основанная на регистрации частоты полюса затухания секции из двух связанных отрезков микрополосковых линий..

5. Проведены теоретические исследования селективных свойств различных конструкций микрополосковых фильтров. Исследовано влияние конструктивных параметров фильтра на асимметрию склонов полосы пропускания. Показано, что в фильтрах лестничного типа, варьируя длину области связи резонаторов, можно эффективно управлять асимметрией склонов. Опровергнуто широко распространенное утверждение о том, что асимметрия крутизны склонов полосы пропускания микрополоскового фильтра связана с неравенством фазовых скоростей «четных» и «нечетных» мод. Показано, что микрополос-ковый фильтр имеет симметричные склоны полосы пропускания, когда максимум модуля частотно-зависимого коэффициента связи резонаторов располагается в центре полосы пропускания. Составлены таблицы коэффициентов крутизны низкочастотного и высокочастотного склонов и фактора миниатюрности, позволяющие сравнивать селективные возможности различных конструкций. Предложено несколько оригинальных конструкций микрополосковых фильтров..

6. Предложен эффективный метод оптимизации микрополосковых фильтров, использующий априорные знания о физических свойствах каждого оптимизируемого параметра. Для этого введены такие новые понятия как вектор отклонения АЧХ фильтра и сопряженные его компонентам многопараметровые операторы коррекцииполучены формулы для их построения..

7. Создана экспертная система для синтеза полосно-пропускаю-щих микрополосковых фильтров. Ее важнейшими компонентами являются банк готовых конструкций вместе с набором программ для расчета их АЧХ, автоматически обновляющийся банк рекордных решений, база знаний и программа применения знаний. Модульное построение экспертной системы позволяет легко подключать к ней новые конструкции, а также пополнять и обновлять ее базу знаний..

Результаты проведенных исследований внедрены в учебный процесс Томского государственного университета (1987 г.) и Красноярского политехнического института (1990 г.). Проведенные теоретические исследования позволили разработать и изготовить большое число миниатюрных микрополосковых фильтров, внедренных на Красноярском заводе телевизоров (1986/1988 г.) и в Войсковой части 35 533 (1997 г.). Созданная экспертная система Р1ЬТ? Х внедрена в Войсковой части 35 533 (1997 г.). Все внедрения подтверждены актами о внедрении. Оригинальные конструкции фильтров защищены авторскими свидетельствами СССР и патентами России..

Автор выражает благодарность Б. А. Беляеву, М. И. Никитиной и всем другим сотрудникам лаборатории Электродинамики и СВЧ электроники за поддержку и помощь в выполнении работы..